具有较高时钟率和速度的高速DSP系统设计正在变得日益复杂。结果，增加了噪声源数。现在，高端DSP的时钟率(1GHz)和速度(500MHZ)产生可观的谐波，这些是由于PCB线迹的作用如同天线所致。由此引起的噪声使音频、视频、图像和通信功能降低并对达到FCC/CE商标认证造成问题。为了降低电源噪声，对于高速DSP系统设计人员来讲，识别和找出可能的噪声原因以及采用良好的高速设计实践是关键。本文说明交扰、锁相环(PLL)、去耦/体电容器在降低噪声中的重要性。

降低交扰

交扰是一个重要的噪声源。在高速系统中，信号地通路依赖于工作频率。对于低速信号(<10MHZ)，电流经过小电阻地通路(短通路)返回到源。

在10MHZ以上，情况就不同。经电流小电感地通路返回。重要的是返回信号以电流分布传播(图1)，这意味着相邻信号的返回通路可能容易重叠，导致交扰。

降低交扰的技术有：线迹间距加大，增加地线，降低谐波分量和线迹端接技术。

在高速DSP系统中，加倍信号间的线迹间距，可降低环路重叠，使交扰降低4倍。对于差分信号(Earthnet或USB)，建议间距所产生的信号对应具有所需的匹配阻抗。另外，关键信号(即时钟)应屏蔽，路由信号在电源和地平板之间的内层，或把一个地平板放置在关键信号下面层上。

在再制板上加信号线时，应包括一个并联地线。这可能提供高速电流返回通路并在电流环路中产生小面积。这个附加的通路，返回电流不产生大的环路和拾取噪声。 

在降低交扰时，评价快速沿所引起的谐波和干扰是重要的。例如，在线迹上增加串联终端电阻器，会使上升时间(Tr)减慢，这是有效地降低谐波分量的方法。噪声幅度曲线在低频能较好地衰减谐波分量(图2)。

线迹可做为传输线(在上升时间Tr小于2倍传播延迟时)。因此，应保持线迹尽可能的短。若线迹的长度足以做为传输线，则用串联终端(电阻器与输出驱动器串联)或并联终端(在负载处电阻器到地)接线。若电阻器与所用线迹PCB阻抗匹配，则可以降低传输线反射和瞬变。

锁相环

锁相环(PLL)是另一个重要的噪声源。在某些DSP中正日益采用模拟和数字版本PLL(图3)。隔离到PLL电源时，用&pi;形滤波器去除高频噪声是有效的。但它对去除低噪声作用不大，需要用多级滤波器网络。然而，在快速开关电路中，一个低压降(LDO)稳压器是更适合的，因为这种器件在低频具有高电源抑制比(PSRR)。若设计的系统运行在噪声环境(如汽车、电/机装置)，具有较大的低频瞬变，则应选择高PSRR稳压器。

分离模拟和数字地对于隔离来自模拟部分的数字噪声有帮助。对于低速电路这样做也是良好的。然而，对于高速电路(例如视频部分)应避免分离地。快速开关电流需用小的电流环路，而隔离地阻止来自选择通路的电流。因此，将选择另外通路到源，这终导致势差、电流流和辐射。在数字数据进入点把模拟和数字地短接在一起，可提供一个直接通路而不影响低频信号。信号朝实际的短返回路径到源，而不是短路的通路。

电容器应用

适当地应用电容器是降低噪声的有效方法。去耦电容器提供一个低阻抗到地通路来旁路不希望的高频能量。可以用体电容器来旁路低频到地，以及用去耦电容器提供本地电荷存储。

对于去耦电容器没有好的值，这是因为反作用影响。通常，电容器阻抗随频率和电容降低。当信号频率超过谐振频率时，电容器变成电感而不再是一个有效的滤波器。尽管低阻抗和更多电荷存储能降低下降，但对于高频信号，高值电容器不是的。理想地，在电源地应包含一个高值和一个较低值电容器。若不能实现，用一个0.01mF电容器是一个可接受的折衷方案。应该用较对大的体电容器，至少10倍于总去耦电容器。

例如，在100KHZ，100mF电解电容具有0.6左右的等效串联电阻(ESR)，同样值的钽电容具有0.12左右的ESR，这使得钽电容更适合体电容器。对于去耦陶瓷电容优于聚酯电容器。例如，在1MHZ，0.1mF陶瓷电容器具有0.12左右的ESR，而1.0mF聚酯电容器具有0.11的ESR。

去耦电容器应放置在PCB底端靠近器件引脚处。对于高速DSP，去耦电容器应放置在每个电源引脚处。若空间不允许这样做，也应尽可能地放置在器件周围。复杂DSP去耦的一种有效方法是从对角划两个虚线构成一个X(图4)。然后独立分析4个区域的每个区域。

为使得体电容器靠近去耦电容器，把它们放置在板的顶端。这种定位使线踪短，同时可降低辐射和寄生电感。

以TI公司的OMAP5910 DSP为例，特别注意包含数字PLL和外部存储器接口的区域(图4中左边区域)。该器件有13个芯核电压引脚，峰值芯核电流耗电170mA(平均每个引脚13mA)。在该区域的3个芯核电压引脚包括数字PLL和外部存储器接口，耗电39mA。为了保证精度，在确定电容器大小时，增加100%容限(即78mA)是合适的。必须消除峰值I/O电流。应采用谨慎的方法，假定在此区域54个I/O线同时开关4 mA，这将导致216 mA通过此区域的8个I/O电压引脚。

随着芯核和I/O电压工作不同频率，必须用合适大小的电容器去耦电源。在此实例中，用下面的公式计算，计算的芯核电容为0.0078mF,对于216mA I/O 电流所需电容为0.22mF：C=I(dv/dt)

其中I为峰值电流，dv为所允许的纹波电压(假定10mV)，dt为上升时间(假定1ns,OMAP5910典型值)。

所以，芯核电容C=78mA(1ns/10mv)=0.0078mF

在OMAP5910 BGA 封装中，对于每个区域的4个电容器都有足够的空间，没有一个是用于每个芯核电源引脚的。因此，为了去耦芯核电压引脚，好选择两个电容器，其总值为 0.0078mF(配置两个0.0047mF陶瓷电容器，以使从引脚到地有短距离)。

必须考虑开关频率。芯核部分在150MHz开关转换，而8个I/O引脚在75MHz开关转换。可以用另外两个电容器位置来去耦I/O电压引脚(即用两个自谐波振频率75MHz以上的0.01mF陶瓷电容器提供0.022mF)。

体电容器值

在此实例中，DSP总芯核电压电流为338mA。用上面的公式计算电容为0.0338mF。做为体电容应该是10倍去耦电容值，大约为0.39mF。对于I/O电压，进行同样的处理，得到0.84mF电容，给出总电容1.23mF。对于体电容器，每个提供3.075mF(1.23mF除以4，然后乘以10)，应该把它加到每个区域上。现在可得到的小体电容值是做为表面贴装元件的4.7mF，此电容值在本例中工作良好。如果没有表面贴装电解电容，应选择钽体电容器。对于4个区域的每个区域去耦和体电容值可以用这种方法计算，并示于图4。